авторефераты диссертаций БЕСПЛАТНАЯ  БИБЛИОТЕКА

АВТОРЕФЕРАТЫ КАНДИДАТСКИХ, ДОКТОРСКИХ ДИССЕРТАЦИЙ

<< ГЛАВНАЯ
АГРОИНЖЕНЕРИЯ
АСТРОНОМИЯ
БЕЗОПАСНОСТЬ
БИОЛОГИЯ
ЗЕМЛЯ
ИНФОРМАТИКА
ИСКУССТВОВЕДЕНИЕ
ИСТОРИЯ
КУЛЬТУРОЛОГИЯ
МАШИНОСТРОЕНИЕ
МЕДИЦИНА
МЕТАЛЛУРГИЯ
МЕХАНИКА
ПЕДАГОГИКА
ПОЛИТИКА
ПРИБОРОСТРОЕНИЕ
ПРОДОВОЛЬСТВИЕ
ПСИХОЛОГИЯ
РАДИОТЕХНИКА
СЕЛЬСКОЕ ХОЗЯЙСТВО
СОЦИОЛОГИЯ
СТРОИТЕЛЬСТВО
ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ
ТРАНСПОРТ
ФАРМАЦЕВТИКА
ФИЗИКА
ФИЗИОЛОГИЯ
ФИЛОЛОГИЯ
ФИЛОСОФИЯ
ХИМИЯ
ЭКОНОМИКА
ЭЛЕКТРОТЕХНИКА
ЭНЕРГЕТИКА
ЮРИСПРУДЕНЦИЯ
ЯЗЫКОЗНАНИЕ
РАЗНОЕ
КОНТАКТЫ

Pages:   || 2 |
-- [ Страница 1 ] --

Учреждение образования

«БЕЛОРУССКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ

УНИВЕРСИТЕТ

ИНФОРМАТИКИ И

РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ»

47 НАУЧНАЯ КОНФЕРЕНЦИЯ

АСПИРАНТОВ, МАГИСТРАНТОВ И СИТУДЕНТОВ

МАТЕРИАЛЫ СЕКЦИИ

«РАДИОТЕХНИЧЕСКИЕ СИСТЕМЫ»

10 - 11 мая 2011 года Минск 2011 РЕДАКЦИОННАЯ КОЛЛЕГИЯ СБОРНИКА Батура М.П. ректор университета, д-р техн. наук, профессор Кузнецов А.П. проректор по научной работе, д-р техн. наук, профессор Хмыль А.А. проректор по учебной работе и социальным вопросам, д-р техн.

наук, профессор Короткевич А.В. декан факультета радиотехники и электроники, к.т.н., доцент председатель комиссии по проведению конференции «Радиотехника и электроника»

Казека А.А. начальник отдела студенческой науки и магистратуры Малевич И.Ю. заведующий кафедры РТС, д-р техн. наук, профессор Чердынцев В.А. д-р техн. наук, профессор Давыдов И.Г. к.т.н, доцент Ползунов В.В. к.т.н, доцент Ходыко Д.Л. ассистент 47-я Научная конференция аспирантов, магистрантов и студентов БГУИР 2011г. ДОКЛАДЫ СЕКЦИИ «РАДИОТЕХНИЧЕСКИЕ СИСТЕМЫ»

ОГЛАВЛЕНИЕ СТР.

Лопатченко А.С., Храпун И.С. Лабораторный стенд для исследования автокомпенсатора мешающих излучений…………………………………………......

Жарковский О.В, Чердынцев В.А. Устройство обработки сигнала, скремблированного случайной последовательностью……………………………..... Ненужный А.С., Семашко П.Г. Алгоритмы частотной и временной синхронизации для приема OFDM сигналов в КВ-диапазоне……………………….

Барановская Д.А., Дворникова Т.Н. GSM – охрана…………………………………..

Лихтарев И.А., Трофимов В.С., Матюшков А.Л. Методы улучшения приема сложных сигналов в условиях действия импульсных помех………………………... Кирейчук Д.С., Титович Н.А. Особенности построения широкодиапазонных высоконадежных связных радиостанций КВ-диапазона……………..………….…...

Чурбаков Ч.В., Ганкевич С.А. Моделирование дискриминаторов радиоавтоматических систем………………………………………………………….. Дубновицкая Т.А., Ходыко Д.Л. Адаптивный пространственный компенсатор помех……………………………………………………………………………………..

Софиенко И.Г., Гейстер С.Р. Радиолокационный датчик мониторинга дорожного движения с обращенным синтезом апертуры антенны……………………………… Поль С.А., Левкович В.Н. Отладка алгоритмов захвата и сопровождения спутников GPS с использованием имитатора сигналов……………………………...

Кудерко В.В., Сидоренко С.Т.Составляющие поля рассеяния рамочной антенны………………………………………………………………………………… Алексанина И.В., Давыдов И.Г. Блок инерциальной координации для комбинированных навигационных систем…………………………………………… Лихтарев И.А., Матюшков А.Л. Оценка влияния частотного сдвига на сигнал с ортогональным частотным разделением каналов……………………………………. Василько В.М., Дудко А.А., Саломатин С.Б. Алгоритм формирования сигналов со свойством “не более одного совпадения”………………………………………….

Романович А.Г., Калинин А.А. Измерение диаграммы направленности цифровой кольцевой антенной решетки …………………………………………………………. Гормаш С.М., Саломатин С.Б. Ансамбль хаотических последовательностей для синхронной системы связи с кодовым разделением………………………………… 47-я Научная конференция аспирантов, магистрантов и студентов БГУИР 2011г. Ганбаров Р.Г., Устименко В.Г. Лабораторная установка для исследования побочных излучений РПдУ радиотехнических систем……………………………… Максимович И.В., Трухан В.О., Чердынцев В.А. Алгоритмы и устройства формирования и обработки сигналов с квадратурной амплитудно-фазовой манипуляцией…………………………………………………………………………...

Морозов И.О., Саломатин С.Б. Параметрические и непараметрические методы определения каузальной связи между случайными временными рядами…………. Юркевич А.А., Саломатин С.Б Исследование параметров последовательного метода Монте-Карло для различных моделей поведения системы………………… Вишневский И.А., Карпушкин Э.М. Синтез и анализ систем ортогональных сигналов на основе дополнительных серий…………………………………………... Амяго А.М., Саломатин С.Б. Исследование помехозащищенности приема сложного сигнала спутниковой навигационной системы…………………………… Ясюк И.А., Саломатин С.Б. Устройство контроля доступа по радиоканалу AES KeeLog………………………………………………,…………………………………..

Острик М.Н., Казека А.А. Система сбора данных с приборов потребления электроэнергии по сети Ethernet………………………………………………………. Войцеховский К.А., Малевич И.Ю. Защита информации в тактических устройствах радиосвязи………………………………………………………………...

47-я Научная конференция аспирантов, магистрантов и студентов БГУИР 2011г. ЛАБОРАТОРНЫЙ СТЕНД ДЛЯ ИССЛЕДОВАНИЯ АВТОКОМПЕНСАТОРА МЕШАЮЩИХ ИЗЛУЧЕНИЙ УО «Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники»

г. Минск, Республика Беларусь Лопатченко А. С.

Храпун И. С.

Статья содержит описание лабораторного стенда для исследования автокомпенсатора мешающих излучений, призванного повысить уровень научно-методического обеспечения аудиторных занятий по дисциплинам связанным с радиолокацией.

Современная РЛС вынуждена работать при наличии в эфире активных непреднамеренных и преднамеренных помех. Первые возникают из-за работы окружающих систем использующих радиоканал, вторые являются следствием работы постановщиков активных помех, призванных нарушить работоспособность РЛС.

Очевидно, что в таких условиях современная РЛС обязана быть помехозащищенной, а при подготовке инженерных и научных кадров необходимо затрагивать вопросы защиты информации и радиоэлектронной борьбы.

Для наиболее наглядного изучения работы автокомпенсатора мешающих излучений необходим лабораторный стенд, который позволит имитировать работу РЛС в условиях сложной помеховой обстановки, а также оценивать выигрыш от использования автокомпенсатора.



Для создания лабораторного макета был использован готовый автокомпенсатор мешающих излучений.

Основной технической сложностью при создании лабораторного макета стало формирование сигналов требуемых для работы автокомпенсатора. Наиболее целесообразным, оказалось, реализовать имитатор в виде программного обеспечения для персонального компьютера. Данный подход позволил производить все сложные вычисления на относительно быстродействующем процессоре и выводить поток данных готовый для использования. Индикацию также целесообразно производить на экране компьютера т.к. это позволяет создать удобный и понятный для пользователя интерфейс.

Исходя из вышеперечисленного, разрабатываемый лабораторный стенд представляет собой программно аппаратный комплекс, предназначенный для имитации процесса слежения за радиолокационной целью в условиях наличия постановщиков активных шумовых помех при заданных энергетических и пространственных параметрах. Структурная схема изображена на рисунке 1.

Рисунок 1 – Структурная схема лабораторного стенда Имитатор сигналов (Имитатор) - формирует сигналы согласно заданным параметрам имитируемой ситуации.

Автокомпенсатор мешающих излучений (АКМИ) - исследуемый автокомпенсатор. Блок интерпретации сигналов (интерпретатор) - предназначен для преобразования сигналов на выходе АКМИ в форму удобную для работы с ними. Устройство индикации (Индикатор) - предназначено для отображения информации. Блок управления (БУ) необходим для ввода параметров моделирования.

Данная структура обладает следующим недостатком: т.к. автокомпенсатор для работы требует уникального протокола обмена данными то необходим преобразователь обеспечивающий преобразование данных из стандартного компьютерного формата в требуемый. Этот вопрос был решен путем создания платы переходника на основе микроконтроллера и микросхемы FT232RL, обеспечивающей преобразование интерфейсов USB/UART, её структура приведена на рисунке 2.

Рисунок 2 – Структура платы переходника Таким образом, был создан лабораторный стенд для изучения автокомпенсатора мешающих излучений на примере готового автокомпенсатора от РЛС Печора—2М. Данный стенд показал свою работоспособность.

Полученные результаты показывают возможность использования этого стенда в учебной и научной работе.

Список литературы 1. Бакулев П. А. Радиолокационные системы. Учебник для вузов. — М.: Радиотехника, 2004, 320 с, ил.

2. Охрименко А. Е. Основы радиолокации и радиоэлектронная борьба. Часть 1. Учебник для высших училищ ПВО. – М.:

Воениздат, 1983.

47-я Научная конференция аспирантов, магистрантов и студентов БГУИР 2011г. УСТРОЙСТВО ОБРАБОТКИ СИГНАЛА, СКРЕМБЛИРОВАННОГО СЛУЧАЙНОЙ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТЬЮ УО «Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники», кафедра РТС г. Минск, Республика Беларусь Жарковский О. В.

Чердынцев В. А. д. т. н., профессор В современных системах передачи информации одной из главных задач является обеспечение надежной связи в условиях повсеместно сложившейся ЭМО. Это обязывает к применению сложных сигналов, одним из которых является сигнал с расширением спектра.

Применение подобного сигнала подразумевает использование специального кода (в нашем случае, псевдослучайной последовательности) на приемной и передающей стороне. Однако для изучения был выбран нестандартный метод обработки, а именно метод на основе квадратичного преобразования.

Рассматриваемый сигнал представляет из себя квадратурно-модулированный сигнал с информационной последовательностью на косинусной составляющей и прямым расширением спектра за счет ПСП g t :

st, X,, a 0 g t X t cos 0 t sin 0 t, где X t бинарная последовательность, случайная начальная фаза остается постоянной в процессе эксперимента.

На рисунках 1 и 2 приведены структурные схемы формирования и обработки, соответственно:

Рисунок 2 Структурная Рисунок 1 Структурная схема обработки схема формирования сигнала s t, X,, сигнала s t, X,, Алгоритм обработки за счет возведения в квадрат основан на следующих расчетах:

s 2 t, X,, a0 g 2 t X t cos cos 0t sin sin 0t cos sin 0t sin cos 0t.

После раскрытия скобок как квадрата суммы и применения формулы синуса двойного угла, а также с учетом того, что g t 1 и X t 1, а следовательно g 2 t 1 и X 2 t 1, получим:

s 2 t, X,, a0 X t sin 20t 2.

Полученный результат подразумевает три основных вывода: на приемной стороне нет необходимости использовать генератор ПСП для сжатия полосы сигнала;

обработка должна осуществляться на удвоенной несущей частоте 20 ;

при выбранном методе обработки случайная начальная фаза увеличивается в два раза.

Для создания моделей был использован язык технических вычислений MatLab R2008a (v. 7.6.0.324), а также встроенная в него система динамического моделирования Simulink (v. 7.1).

Основной сложностью при создании модели обработки стало возникновение явления «обратной работы».

На практике было подтверждено, что это связано с увеличением начальной фазы в два раза. Для решения проблемы была использована дополнительная относительная фазовая манипуляция.

Для определения надежности и скрытности системы сигнал был рассмотрен на фоне аддитивного белого гауссовского шума n t : при отношении сигнал/шум, равном 0.75, вероятность ошибочного приема равна нулю.

Таким образом, были разработаны модели формирования и обработки сигнала скремблированного случайной последовательностью. Рассматриваемая система за счет расширения спектра обеспечивает защиту от сосредоточенных помех, позволяет скрыть сигнал под шумами, превосходящими его на четверть по мощности, а также упростить схему обработки все это выгодно выделяет ее на фоне других систем.

Список литературы 1. Чердынцев В. А., Дубровский В. В. "Системы передачи информации с расширением спектра сигналов" Уч. метод.

пособие по для студентов радиотехнических специальностей. Мн.: БГУИР, 2009. 131 с.

2. Карпушкин Э. М. "Радиосистемы передачи информации" Уч. метод. пособие для студентов учреждений, обеспечивающих получение высшего образования по специальности "Радиоэлектронные системы". Мн. : БГУИР, 2008. 62 с.

47-я Научная конференция аспирантов, магистрантов и студентов БГУИР 2011г. АЛГОРИТМ ЧАСТОТНОЙ И ВРЕМЕННОЙ СИНХРОНИЗАЦИИ ДЛЯ ПРИЁМА OFDM СИГНАЛОВ В КВ ДИАПАЗОНЕ УО «Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники»

г. Минск, Республика Беларусь Ненужный А.С.

Семашко П.Г. – к.т.н., доцент В настоящее время существует необходимость в передаче радиолокационной информации в комплексах средств автоматизации и радиолокационных станциях, принятых на вооружение, при их выдвижении на назначенные позиции по штатным радиостанциям КВ-диапазона. Широко используемая в автоматизированных системах управления ВВС и ПВО для передачи радиолокационной информации аппаратура передачи данных ЭМ 2С06 может работать только по каналам ТЧ, образованным УКВ радиостанциями. Для работы по КВ-радиостанциям необходим модем, встраиваемый в ЭМ 2С06, который должен работать в условиях многолучевого распространения сигнала с задержками лучей до 4 мс, частотном сдвиге принимаемого сигнала до 50 Гц, при низких отношениях сигнал/шум до 6-10 дБ и обеспечивать скорость до 4800 бит/с [3].

В основе формирования и обработки OFDM сигналов лежит использование пары преобразований Фурье (ПФ) информационной последовательности, поэтому на приёме необходимо произвести процедуры поиска, захвата и сопровождения OFDM символа. Из-за близкого расположения частотных подканалов, при частотном сдвиге принимаемого сигнала значительно уменьшается отношение сигнал/шум, поэтому синхронизация должна обеспечивать оценку частотного сдвига и его компенсацию. Информации, извлекаемой непосредственно из информационных OFDM символов, недостаточно для удовлетворения требований синхронизации, поэтому в предлагаемой системе используется специальная синхронизирующая последовательность - преамбула. Для уменьшения искажений, вызванных ограничением уровня выходного сигнала OFDM, вследствие его высокого показателя отношения максимальной к средней мощности (PAPR), символы преамбулы формируются с наименьшим показателем PAPR (символы преамбулы обладают PAPR=4.7 дБ).

Для грубой оценки частотного сдвига принимаемого сигнала в заданном диапазоне FD =±50 Гц, используется совокупность коротких OFDM символов преамбулы, которые формируются модулированием каждой поднесущей. Длительность такого символа составляет N fft / 4 =32 отсчёта, что позволяет сократить время наблюдения в 4 раза и увеличить максимальное значение F max до удвоенного расстояния между поднесущими.

D Длинная преамбула состоит из совокупности OFDM символов, в которых каждая поднесущая модулируется по закону бинарной фазовой модуляции, и используется для точной частотной и символьной синхронизации.

Частота определяется с помощью корреляционной функции по следующему правилу [2]:

N ЗИ N fft Fss ( j m N fft ), FD r ( j m) r G( j ) (G(t )).

2 ( N ЗИ N fft ) m r (i ) - принятые отсчеты, t argmax(G( j)).

- где - длительность ЗИ, N ЗИ j Для точного определения границ символа используется свойство симметрии OFDM символов, модулированных по закону бинарной фазовой модуляции, которые обладают ярко-выраженными корреляционными свойствами:

N fft / r ( j m) r ( j N m), t argmax(GBPSK ( j)).

GBPSK ( j ) fft j m При наличии ошибки символьной синхронизации, на выходе ППФ будет наблюдаться линейное изменение фазовой характеристики (ФХ), крутизна которой пропорционально. Знание крутизны ФХ позволяет определить :

N fft (R(k ) R(k 1)),1 k N fft.

- где R (k ) и R(k ) - Фурье образы передаваемой и принятой последовательности соответственно.

Крутизна ФХ определяется с помощью 3 пилот-тонов, распределенных в каждом информационном OFDM символе и используется для тактовой подстройки генератора.

Моделирование предлагаемой системы синхронизации в условиях рэлеевского канала с замираниями при двух задержанных лучах на величину 1,3 мс с уровнем -6 дБ и 3 мс с уровнем -12 дБ, допплеровским сдвигом - частоты 5 Гц и отношении сигнал/шум 8 дБ, показало вероятность принятия ошибки Poш=10.

Алгоритм и последовательность извлечения информации о параметрах сигнала разработаны с учетом особенностей практической реализации в ЭМ 2С06: необходимая скорость передачи, частота дискретизации, длина кодовой комбинации, вычислительные затраты.

Вычислительные затраты позволяют интегрировать данные алгоритмы в существующую элементную базу ЭМ 2С06, основным элементом которого является цифровой сигнальный процессор типа TMS320VC5416.

Список литературы 1. T.M. Schmidl, and C. Cox, "Robust Frequency and Timing Synchronization for OFDM," IEEE Transactions on Communications, 45,12, pp. 1613-1621, 1997.

2. Аджемов С.С. и др. Применение технологии OFDM при разработке радиомодема для ионосферного канала. // Электронный журнал МТУСИ, ноябрь 2007. – Вып. 2.

47-я Научная конференция аспирантов, магистрантов и студентов БГУИР 2011г. GSM-охрана УО «Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники»

г. Минск, Республика Беларусь Барановская Д.А.

Дворникова Т.Н. – ассистент Системы GSM-Охраны - это интерактивные системы охраны недвижимости, т.е. системы, позволяющие в режиме реального времени дистанционно контролировать и управлять домом, квартирой, дачей, офисом, гаражом, автомобилем и т.д., при помощи обычного мобильного телефона. Мобильный телефон, в данном случае, играет роль "дистанционного управления" для включения и выключения различных устройств, прослушивания помещения, получения тревожных сообщений при попытке взлома, постановки и снятия объекта с охраны, контроля состояния самой системы, а также отопительного и прочего оборудования.

Использование сотовых сетей в качестве транспорта обуславливает ряд преимуществ систем GSM-охраны перед проводными или УКВ:

1. Доступность в любом месте зоны GSM-покрытия.

2.Простота и скорость установки.

3.Мобильный телефон - для получения тревожных сообщений и управления.

4. Низкая стоимость ежемесячных расходов.

Как работает GSM-охрана.

Устройство системы GSM-охраны в общем виде включает в себя центральный блок и охранные датчики.

Центральный блок управляет работой системы, контролирует состояние датчиков, выполняет коммуникационные функции. Датчики регистрируют внешние изменения среды (например, вскрытие дверей, повышение температуры в помещении) и сигнализируют о них центральному блоку.

Для успешного функционирования системе GSM-охраны необходимо электричество и SIM-карта оператора сотовой связи (устанавливается в центральны блок). Для надежности в большинстве систем предусмотрен встроенный или подключаемый источник бесперебойного питания, позволяющий им при нарушении электропитания продолжать нормальную работу в течение еще нескольких часов (при этом система отправляет предупреждающий сигнал об отключении / восстановлении основного питания).

Рисунок 1 – Система GSM-охраны Охранные датчики системы GSM-охраны непосредственно реагируют на внешние условия: открытие дверей, разбитие окон, движение людей, задымление, повышение температуры, утечка газа, затопление и другие.

Конкретный набор датчиков (их типы и количество) определяются исходя из задач и конфигурации помещений. С центральным блоком системы GSM-охраны датчики связываются по кабелю или радиоканалу. Радиоканальные датчики хороши тем, что не требуют прокладки кабелей, быстро устанавливаются даже в помещениях с уже готовым ремонтом.

Таким образом, для многих видов имущества, как движимого, так и недвижимого, GSM-сигнализация остается наиболее приемлемым вариантом с точки зрения надежности. Единственным недостатком является, пожалуй, высокая стоимость данного устройства, но затраты чаще всего себя оправдывают.

Список литературы 1. Конструкции вокруг сотового телефона. Кашкаров А.П., 2. Основы радиосвязи и телевидения. Мамчев Г.В., 3. Охранные системы. Лаврус В.С., 47-я Научная конференция аспирантов, магистрантов и студентов БГУИР 2011г. МЕТОДЫ УЛУЧШЕНИЯ ПРИЕМА СЛОЖНЫХ СИГНАЛОВ В УСЛОВИЯХ ДЕЙСТВИЯ ИМПУЛЬСНЫХ ПОМЕХ УО «Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники»





г. Минск, Республика Беларусь Лихтарев А.И., Трофимов В.С.

Матюшков А.Л. — к.т.н, зам. Директора УП «Фарнелл», г.Минск Разработана структурная схема приемника, предназначенная для выделения сигнала в условиях воздействия импульсных помех, рассмотрены методы фильтрации входного сигнала и сигналов в цепях синхронизации Для устойчивой работы широкополосной системы связи в условиях действия импульсных помех применяется передача данных при помощи сложных сигналов. Наиболее простой и дешевый путь использование некогерентной обработки сигналов. Данная обработка при приеме позволяет не учитывать фазу сигнала и допускает незначительное снижение помехоустойчивости.

Структурная схема предлагаемого приемника представлена на рис 1:

Рис. 1 – структурная схема приемника Предлагаемая система представляет собой систему связи с шумоподобными сигналами, основанными на псевдослучайных последовательностях. Основными поражаемыми при воздействии помех узлами являются система синхронизации и решающее устройство. Для фильтрации выбросов, возникающих при воздействии импульсных помех применяется медианный фильтр перед компаратором, отфильтровывающий резкие скачки входного сигнала длительностью меньше половины окна фильтра.

При сильном шуме значение на выходе коррелятора опускается ниже порогового. В этом случае отключается цепь фазовой автоподстройки, и помехи, прошедшие через фильтр помехи не воздействуют на синхронизацию. Устройство формирования порога для компаратора при этом переводится в режим хранения для исключения влияния помехи на схему выделения логического уровня входного сигнала.

Существенно уменьшить вероятность ошибочного приема для длинных (от 10 бит) информационных пакетов позволяет введение помехозащищенного кодирования. В разрабатываемой системе используется кодирование Рида–Соломона [15 11], а для декодирования - синдромный декодер По сравнению с системой без помехозащищенного кодирования заметен выигрыш при высоких и средних отношениях С/Ш, особенно ниже – границы 10 значений вероятности битовых ошибок. Очевидно, что вероятность ошибочного приема некодированного информационного пакета увеличивается с увеличением длинны пакета. При применении кодов с большей корректирующей способностью эффективно использование чередования (interleaving). Данные меры что позволят защитить систему от сравнительно длительных помех.

Разработанная структура приемника позволяет успешно противостоять импульсным помехам длительностью меньше 1 символа, корректировать битовые ошибки при помощи кода Рида-Соломона.

Список литературы 1. Чердынцев В.А. Прием сигналов на фоне помех: учеб. пособие / В.А. Чердынцев, В.М. Козел, М.В. Дорошевич;

БГУИР, Каф. РТУ. – Минск, 1998. – 174 с.

47-я Научная конференция аспирантов, магистрантов и студентов БГУИР 2011г. ОСОБЕННОСТИ ПОСТРОЕНИЯ ШИРОКОДИАПАЗОННЫХ ВЫСОКОНАДЕЖНЫХ СВЯЗНЫХ РАДИОСТАНЦИЙ КВ-ДИАПАЗОНА УО «Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники»

г. Минск, Республика Беларусь Кирейчук Д.С.

Титович Н.А. - к.т.н., доцент Одной из серьезных проблем, стоящей перед разработчиком связной аппаратуры коротковолнового (КВ) диапазона, является его загруженность шумами и помехами различного происхождения (помехи от радиоэлектронных средств, промышленные и атмосферные помехи).

При проектировании широкополосной радиостанции предъявляются повышенные требования к преселектору. Для обеспечения высокой избирательности полоса пропускания преселектора должна быть очень узкой.

Опыт проектирования радиостанций, использующих традиционный супергетеродинный метод приема, показывает, что применение широкополосного перестраиваемого преселектора не позволяет достичь требуемой надежности конструкции, уменьшить ее габариты и вес, и ведет к значительному повышению стоимости изделия.

Это особенно важно при разработке спецаппаратуры, работающей при частых ударных перегрузках.

В этой ситуации значительное преимущество имеет инфрадинный метод приема, предполагающий преобразование частоты принимаемого сигнала в более высокую промежуточную частоту (ПЧ). При выборе относительно высокой ПЧ подавление побочных каналов, в том числе зеркального, облегчается вследствие увеличения их расстройки относительно рабочей частоты преселектора. Благодаря тому, что все побочные гетеродинные каналы оказываются смещенными за границы полосы пропускания преселектора, его можно сделать неперестраиваемым и тем самым добиться требуемой надежности конструкции.

При построении связных станций КВ диапазона целесообразно использовать однополосную модуляцию (ОМ) с полным подавлением несущей, что обеспечивает значительный выигрыш по мощности и дает возможность увеличить дальность связи. Другим важным преимуществом ОМ является наиболее узкая полоса частот, занимаемая сигналом в радиоканале.

ОМ обладает уникальной особенностью: ширина спектра колебания с однополосной модуляцией почти равна ширине спектра исходного модулирующего сигнала, в два раза уже, чем при амплитудной модуляции, и в несколько раз уже, чем при частотной или фазовой модуляции. Эта особенность явилась причиной преимущественного использования ОМ в системах радиосвязи, работающих в наиболее загруженном диапазоне декаметровых волн.

В состав блок-схемы переносной профессиональной радиостанции коротковолнового диапазона входит тракт передатчика, обеспечивающий однократное преобразование частоты из промежуточной частоты 45 МГц, в частоту передачи, и тракт инфрадинного приемника, который преобразует частоту сигналов в частоту, превышающую частоту рабочего диапазона.

Список литературы 1. Шахгильдян В. В. и др. Радиопередающие устройства. /Под ред. В. В. Шахгильдяна — М.: Радио и связь, 1996. – 369 с.

2. Богданович Б. М., Окулич Н. И. Радиоприемные устройства. — Мн.: Выш. шк., 1991. – 325 с.

47-я Научная конференция аспирантов, магистрантов и студентов БГУИР 2011г. ИМИТАЦИОННЫЕ МОДЕЛИ ДИСКРИМИНАТОРОВ РАДИОАВТОМАТИЧЕСКИХ СИСТЕМ УО «Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники»

г. Минск, Республика Беларусь Чурбаков П. В.

Ганкевич С. А. – к.т.н., доцент В статье приведены имитационные модели дискриминаторов радиоавтоматических систем, используемые при изучении принципов построения и характеристик функциональных узловследящих систем студентами специальностей радиоэлектронного профиля.

Аппаратурная реализация следящих систем и их функциональных узлов с целью их исследования в процессе изучения требует оснащения лабораторных стендов сложной и дорогостоящей измерительной техникой и значительного временного ресурса для исследования. В связи с этим, были разработаны имитационные модели фазового, частотного и временного дискриминаторов, в совокупности с измерительными средствами, составляющие виртуальные лабораторные стенды для их исследования.

Имитационные модели дискриминаторов разработаны на базе пакета математического моделирования Simulink. Это позволяет не только исследовать основные показатели качества и характеристики следящей системы, но и визуально наблюдать характер процессов на выходах функциональных узлов, что особенно важно при изучении принципов построения следящих систем.

Одна из моделей – модель частотного дискриминатора, имитирующая работу схемы дискриминатора на расстроенных контурах, изображена на рисунке 1.

Рисунок 1 – Имитационная модель частотного дискриминатора Функцию расстроенных контуров выполняют полосовые фильтры Analog Filter Design. Детекторы реализованы на квадратичных преобразователях Math Function. Сглаживание пульсаций напряжения на выходах квадратичных преобразователей производится фильтрами нижних частот, реализованных на апериодических звеньях первого порядка. В качестве виртуальных регистраторов использованы осциллографы и анализатор спектральной плотности мощности Power Spectral Dencity.

Осциллограммы позволяют проиллюстрировать процесс обработки сигнала и формирование дискриминационной характеристики. На рис. 2 приведены осциллограммы, формируемые виртуальным осциллографом Scope 2.

.

Рисунок 2 – Осциллограммы, формируемые виртуальным осциллографом Таким образом, разработанные модели позволяют глубже усвоить физическую сущность процессов, происходящих при обработке сигналов в дискриминаторах, исследовать их характеристики, оценить влияние помех.

Список литературы 1. Дьяконов, В. П. MATLAB R2006/2007/2008+ Simulink 5/6/7. Основы применения / В. П. Дьяконов. – М. : СОЛОН-Пресс, 2008. – 799 с.

2. Коновалов, Г. Ф. Радиоавтоматика : учебник для вузов по спец. «Радиотехника» / Г. Ф. Коновалов. – М. : ИПРЖР, 2003.

– 288 с.

47-я Научная конференция аспирантов, магистрантов и студентов БГУИР 2011г. АДАПТИВНЫЙ ПРОСТРАНСТВЕННЫЙ КОМПЕНСАТОР ПОМЕХ УО «Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники»

г. Минск, Республика Беларусь Дубновицкая Т. А.

Ходыко Д. Л. – ассистент Проведено сравнение LMS и RLS, используемых в качестве алгоритмов адаптивной пространственной компенсации узкополосных помех в спутниковых системах связи. Сравнение проводилось для ситуаций с неподвижными и движущимися относительно приёмника спутникового сигнала источниками помех.

Спутниковым системам связи приходится работать в сложной сигнально-помеховой обстановке, создаваемой пространственно разнесёнными источниками помех, что затрудняет приём полезного сигнала. Для ослабления влияния помех применяют адаптивный пространственный компенсатор помех (АПКП), состоящий из одномерной эквидистантной антенной решётки из M элементов, M-1 КИХ-фильтра и M-1 блока пересчёта коэффициентов фильтров.

В качестве входного воздействия для АПКП выбраны гармонические помехи на фоне белого гауссового J J шума (БГШ). Параметры помех: A1=2.0 В, f1 =20 Гц, 01=0, 1=86.82/180;

A2=2.5 В, f2 =4 Гц, 02=2/18, J 2=56.25/180;

A3=1.0 В, f3 =10 Гц, 03=-/4, 3=91.27/180 (l – номер помехи (l=1, 2, …, L, где L – количество J помех), Al, fl, 0l, l амплитуда, частота, начальная фаза, угол прихода l-ой помехи соответственно). Частота дискретизации fд=200 Гц.

В MatLab/Simulink проведено моделирование влияния отношения помеха/шум (ОПШ) на входе АПКП, числа каналов АПКП и порядка нерекурсивного фильтра в канале на коэффициент подавления K. Коэффициент подавления помех K [дБ] определяется следующим выражением:

K 10 log P( п ш )вх Р( экв.ш ) вых, P( п ш ) вх где – мощность смеси помех и шума на входе компенсатора;

Р ( экв.ш ) вых – мощность эквивалентного шума на выходе компенсатора.

В качестве алгоритмов пересчёта коэффициентов фильтров взяты LMS и RLS [1]. На основании результатов моделирования определён выигрыш N [дБ], полученный при использовании RLS по сравнению с использованием LMS, по формуле:

N K RLS K LMS.

При увеличении числа каналов от 2 до 6 и порядка КИХ-фильтра в канале с 1-го до 5-го при неизменном ОПШ равном 27.5 дБ выигрыш N изменяется от 1.67 до 13.87 дБ, при ОПШ равном 17.5 дБ от 0.856 до 5.07 дБ, при ОПШ равном 17.5 дБ от -0.125 до 0.90 дБ.

При изменении ОПШ от 47.5 дБ до 7.5 дБ и увеличении порядка КИХ-фильтра в канале от 1 до 5 при неизменном числе каналов равном трём N изменяется от -0.125 до 7.59 дБ, при числе каналов равном четырём от 0.311 до 8.80 дБ, при числе каналов равном пяти от 0.27 до 12.39 дБ.

При изменении ОПШ от 47.5 дБ до 7.5 дБ и увеличении числа каналов от 2 до 6 при неизменном порядке КИХ-фильтра в канале равном двум выигрыш N изменяется от 0.05 до 15.65 дБ, при порядке КИХ-фильтра равном трём от 0.41 до 13.16 дБ, при порядке КИХ-фильтра равном четырём от 0.36 до 11.626 дБ.

В MatLab/Simulink промоделирована зависимость коэффициента подавления К от скорости изменения угла прихода помехи w (в ходе моделирования считалось, что w=const).

В качестве алгоритмов адаптации выбраны LMS и RLS.

J Исходные данные: A=1.41 В, f =10 Гц, 0= /6, 0=0 (0 – угол прихода помехи при t=0);

К, дБ мощность БГШ на входе АПКП Рш=0.1 Вт, ОПШ RLS равно 10 дБ;

частота дискретизации fд=200 Гц.

Число каналов АПКП 4, порядок КИХ фильтра 3-й. LMS Зависимость коэффициента подавления при скорости изменения угла прихода помехи w показана на рис. 1. Выигрыш N в данном случае достигает значения 1.18 дБ.

0pi/1000 6pi/1000 12pi/1000 18pi/1000 24pi/1000 30pi/ w, рад/с Рисунок 1 – Зависимость коэффициента подавления К от скорости изменения угла прихода помехи w Список литературы 1. Айфичер Э. С., Джервис Б. У. Цифровая обработка сигналов: практический подход. М.: Издательский дом “Вильямс”, 2004. – 992 с.

47-я Научная конференция аспирантов, магистрантов и студентов БГУИР 2011г. РАДИОЛОКАЦИОННЫЙ ДАТЧИК МОНИТОРИНГА ДОРОЖНОГО ДВИЖЕНИЯ С ОБРАЩЕННЫМ СИНТЕЗОМ АПЕРТУРЫ АНТЕННЫ УО «Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники»

г. Минск, Республика Беларусь Софиенко И. Г.

Гейстер С. Р. – д.т.н., профессор В докладе рассматривается принцип работы радиолокационного датчика, работающего по алгоритму обращенного синтеза апертуры антенны при полной фокусировке, анализируются его главные достоинства и актуальность. Приводятся результаты моделирования азимутальных радиолокационных портретов движущихся автомобилей.

Поток машин все больше возрастает, и становится все более сложно определить автомобиль, нарушивший скоростной режим, опираясь лишь на данные видеофиксатора. Обращенный синтез апертуры антенны (ОСАА) – эффективный и достаточно простой способ обнаружения автомобилей с распознаванием его длины.

Синтезирование апертуры антенны [1] основано на использовании взаимоперемещения антенны радиолокационного датчика (РЛД) и цели для последовательного формирования антенной решетки больших размеров на траектории движения. При этом антенна РЛД имеет небольшие размеры и достаточно широкую диаграмму r направленности (ДН). Обращенный синтез апертуры антенны r0 Vt направлен на разделение сигналов, принадлежащих пространственно разнесенным элементам движущегося объекта, на основе различий в параметрах законов изменения фаз отраженных сигналов в течение времени синтеза апертуры антенны [2].

Топология расположения датчика относительно контролируемой y дороги, по которой движутся автомобили, показана на рисунке 1.

Автомобиль движется со скоростью Vt, в данном случае приближаясь d rк к РЛД. Датчик установлен на расстоянии от дороги. При заданном угле установки h антенны РЛД и заданной ширине физической ДН РЛД d датчика обеспечивается такое время пребывания транспортного Рисунок 1 – Топологическая схема средства в луче антенны РЛД, при котором удвоенная длина объекта расположения РДЛ r r0 r1 2l max, укладывается в физической ДНА РЛД:

r – интервал дороги, перекрываемый диаграммой направленности РЛД;

где r0 – расстояние от левого края ДНА до пересечения курсового параметра и дороги;

r1 – расстояние от правого края ДНА до пересечения курсового параметра и дороги;

lmax – максимальная длина распознаваемых объектов среди всех классов.

Ниже приводятся результаты моделирования 1. азимутального радиолокационного портрета (АРЛП). В mEm пределах физической диаграммы направленности антенны относительно центра автомобиля вправо и влево разворачивалась матрица обзора, реализуемая 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 набором синтезированных ДНА. На рисунке 2 m m изображены полученные в результате моделирования АРЛП автомобилей длиной 4,1 м (легковой автомобиль) и 11,9 м (автобус). 1. m E 2 С помощью такого РЛД, помимо скорости, m измеряется также длина автомобиля, что позволяет разделить зафиксированные автомобили на классы:

легковая, грузовая машина либо автобус. При этом 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 сравнительная простота исполнения, низкая стоимость m m и способность функционировать в сложных погодных Рисуное 2– АРЛП объектов разных длин, полученных условиях являются их серьезными преимуществами в результате моделирования перед оптико-электронными средствами, широко предлагаемыми к использованию.

Список литературы 1. Радиолокационные станции с цифровым синтезированием апертуры антенны / В. Н. Антипов, В. Т. Горянинов и др.;

Под ред. В. Т. Горянинова. – М.: Радио и связь, 1988.

2. Виноградов А. Е., Гейстер С. Р. Азимутально-спектральные портреты наземных объектов в радиолокаторе с обращенным синтезом апертуры антенны / Радиолокация, навигация, связь. Материалы 8-й междун. науч. конф., Воронеж, 15 18 апр. 2002 г. / Воронеж, 2002.

47-я Научная конференция аспирантов, магистрантов и студентов БГУИР 2011г. ОТЛАДКА АЛГОРИТМОВ ЗАХВАТА И СОПРОВОЖДЕНИЯ СПУТНИКОВ GPS С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ ИМИТАТОРА СИГНАЛОВ УО «Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники»

г. Минск, Республика Беларусь Поль С.А.

Левкович В.Н. – к.т.н., доцент В статье дается краткое описание метода формирования тестовых сигналов в радиотехнических системах, обеспечивающего получения сигнала с учетом искажений при взаимном перемещении передающего и приемного устройств.

Приводятся цели, параметры и результаты отладки алгоритмов захвата и сопровождения сигналов спутников системы GPS с использованием данного метода.

При разработке радиотехнических систем с подвижными элементами, таких как системы связи или навигации, важным этапам разработки является испытание на сигналах при высокой динамике перемещения элементов системы.

В качестве одного из метода испытаний в таких условиях является формирование сигнала в специализированной аппаратуре имитации. Основное требование к испытательным сигналам в данных режимах предъявляется к точности изменения несущей и модулирующей частот сигнала, согласно заданному закону изменения относительного положения элементов системы.

Для решения задачи отладки алгоритмов захвата и сопровождения сигналов спутников GPS необходимо обеспечить формирование испытательных сигналов с возможностью точной установки относительной задержки прихода сигнала (в пределах эпохи сигнала), уровня сигнала на ВЧ и доплеровского смещения несущего и модулирующего колебаний.

При решении данной задачи была разработана аппаратура, содержащая генератор с цифровым управлением (NCO Numerically Controlled Oscillator) и схему прямого цифрового синтеза (DDS Direct Digital Synthesizer). NCO используется для формирования с необходимой точностью частоты и фазы модулирующего сигнала. Схема DDS обеспечивает формирование сигнала промежуточной частоты с внесенным доплеровским сдвигом частоты. Установка уровня между сигналами от различных спутников осуществляется в цифровом виде, а установка уровня смеси сигналов - с помощью группы внешних управляемых аттенюаторов.

Проверка алгоритмов поиска (захвата) проводилась при неизменной скорости взаимного перемещения спутника и потребителя и фиксированных относительных задержках прихода сигнала [1]. Проверка алгоритмов сопровождения проводилась при изменении взаимного положения спутника и потребителя по кубическому закону ( Vr max 12000 м, Ar max 500 м 2, Jr max 300 м 3 )[2]. Целью экспериментов являлась оценка точности с с с определяемых приемником параметров. Схема взаимодействия аппаратуры при отладке алгоритмов представлена на рисунке 1.

Тело неопределенности, полученное по результатам измерения сигнала от одного спутника с доплеровским сдвигом частоты 4 кГц и относительной задержкой на 700 символов кодовой последовательности, показано на рисунке 2.

.

Рисунок 1 Схема проведения испытаний Рисунок 2 Тело неопределенности Предложенный метод формирования испытательных сигналов может быть применен к любой радиотехнической системе. Использование данного метода формирования сигналов позволяет проводить проверку разрабатываемых алгоритмов при сложных законах взаимного перемещения потребителя и спутника.

Список литературы 1. Understanding GPS: principles and applications /Elliott D. Kaplan, Christopher J. Hegarty // ARTECH HOUSE, 2006 —P. 703.

2. Испытание систем ГНСС, предназначенных для применения на транспорте/ Spirent Communications — http://positioningtechnology.ru/support/gncc/ — 05.02.2011.

47-я Научная конференция аспирантов, магистрантов и студентов БГУИР 2011г. СОСТАВЛЯЮЩИЕ ПОЛЯ РАССЕЯНИЯ РАМОЧНОЙ АНТЕННЫ Учреждение образования «Военная академия Республики Беларусь»

г. Минск, Республика Беларусь Кудерко В.В.

Сидоренко С.Т. - к.т.н.

Численным экспериментом установлена принадлежность рамочной антенны к классу неканонических минимально рассеивающих антенн, поле рассеяния которых имеет только структурную и антенную составляющие и может быть полностью выражено через диаграмму направленности. Установлено, что такими свойствами антенна обладает только на основной поляризации. На кроссполяризации в поле рассеяния антенны присутствует также конструктивная составляющая.

Исследованы рассеивающие свойства рамочной антенны (рис.1) методами интегральных уравнений (ИУ) [1, 2] и методом S-матрицы [3, 4]. Антенна расположена в центре прямоугольной системы координат, излучают волну горизонтальной поляризации, максимум ДН ориентирован в положительном направлении оси OX (направление максимума ДН: м = 0, м = /2). Плоскость Е совпадает с плоскостью XOY, плоскость Н совпадает с плоскостью ZOX. В конструкции антенны можно выделить диаграммообразующие элементы и устройства, подводящие энергию к этим элементам.

Метод S-матрицы выделяет класс неканонических минимально рассеивающих антенн (МРА), поле рассеяния которых имеет только структурную и антенную составляющие. Такие антенны обладают минимальными, предельно достижимыми значениями ЭПР для антенн с заданными направленными свойствами и их поле рассеяния полностью выражается через ДН [3, 4].

Целью численного эксперимента являлось выяснения принадлежности антенны к классу МРА, определение возможности расчёта ее поля рассеяния по ДН, и анализа составляющих поля рассеяния.

Рассчитывалось поле рассеяния антенны нагруженной на согласованную нагрузку. Методом ИУ рассчитывалась векторная комплексная диаграмма направленности (ВКДН) и нормированные к дифференциальные характеристики рассеяния – индикатрисы,,,, их максимальные значения max, интегральная характеристика рассеяния – полная ЭПР S [3].

По ВКДН методом S-матрицы рассчитывались те же характеристики и параметры поля рассеяния, что и методом ИУ. Для расчётов поля рассеяния антенны методом S-матрицы применена модель антенны [4].

При облучении волной горизонтальной поляризации максимальная погрешность расчетов дифференциальных и полной ЭПР, выполненных методом S-матрицы и методом ИУ для исследованных ракурсов облучения (i, i), отличаются не более чем на 4,5 %.

При облучении волной вертикальной поляризации метод S-матрицы дает для направлений облучения, в которых отсутствует -я составляющая (i = 0° или i =180°), практически нулевые значения max и s. Метод ИУ дает значительные величины max и s, сравнимые с такими значениями max и s, как при облучении волной горизонтальной поляризации.

Данное явление объясняется тем, что в рассеянии волны вертикальной поляризации принимают участие элементы конструкции антенны в формировании ДН антенны не участвующие и предназначенные для запитки диаграммообразующих элементов.

Анализ токов на элементах конструкции антенны в режиме рассеяния показал:

На основной поляризации на диаграммообразующих элементах наводятся токи, имеющие амплитуды и фазы, аналогичные токам в режиме излучения;

на кроссполяризации токи на диаграммобразующих элементах не наводятся;

на элементах, подводящих энергию к диаграммообразующим элементам, в режиме рассеяния на кроссполяризации наводятся токи, отличающиеся от токов в режиме рассеяния амплитудным и фазовым распределением.

Таким образом численным экспериментом установлено:

рамочная антенна обладает свойствами неканонической МРА только на основной поляризации;

малая погрешность расчетов, выполненная разными методами, для волны горизонтальной поляризации объясняется тем, что размер и расположение диаграммообразующих элементов имеют хорошее приближение к канонической антенной решетке;

на кроссполяризации в поле рассеяния антенны кроме структурной и антенной составляющих присутствует конструктивная составляющая.

Список литературы 1. Марков Г. Т., Сазонов Д. М. Антенны. - М., 1975.

2. Техническое описание алгоритма и программы решение задачи возбуждения и излучения (дифракции и рассеяния) сложного объекта методом интегрального уравнения при сеточной проволочной аппроксимации поверхности. Минск А.В.Рунов, Ф.З. Хан, Н.В. Калашников, Н.А.Старухина, И.А. Докуков 3. Воропаев Ю. П. Характеристики и параметры поля рассеяния минимально рассеивающих антенн / Ю. П. Воропаев, В. В. Носков, С. Т. Сидоренко, Д. Н. Никипелов Никипелов // Весцi АН Беларусi. Сер. фiз.-тэхн. навук. - 1997. - № 1. - С. 70-78.

Воропаев Ю. П. Новая S-матрица антенны // Весцi АН Беларусi. Сер. фiз.-тэхн. навук. - 1996. - № 3. - С. 47-я Научная конференция аспирантов, магистрантов и студентов БГУИР 2011г. БЛОК ИНЕРЦИАЛЬНОЙ КООРДИНАЦИИ ДЛЯ КОМБИНИРОВАННЫХ НАВИГАЦИОННЫХ СИСТЕМ УО «Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники»

г. Минск, Республика Беларусь Алексанина И. В.

Давыдов И. Г. – к.т.н., доцент Статья содержит описание блока инерциальной координации для комбинированных навигационных систем, предназначенного для определения координат и местоположения движущегося объекта путем измерения его ускорения при помощи акселерометра и корректировки с помощью GSM блока.

Главной причиной возникновения инерциальной навигации стала необходимость создания автономных средств навигации в военной технике, которые не требовали бы внешних сигналов, а поэтому не боялись бы радиоэлектронного подавления. В отличие от остальных радиотехнических методов навигации, инерциальная навигация представляет собой метод определения координат и параметров движения различных объектов и управления их движением, основанный на свойствах инерции тел и являющийся автономным, то есть не требующим наличия внешних ориентиров или поступающих извне сигналов. Для компенсации накапливающихся ошибок вследствие погрешностей измерения и выполнения преобразований над полученными величинами, свойственных ИНС, используются данные других навигационных систем, в нашем случае блок GSM.

Разрабатываемое устройство навигации должно определять параметры движения объекта, такие как ускорение, скорость, пройденный путь и угол поворота относительно предыдущего положения. Эти данные будут передаваться на сервер, где происходила бы их обработка преобразование в координаты. Точками привязки для определения местоположения могут служить так называемые Тайм Адванс сигналы, которые излучают все ретрансляционные вышки стандарта GSM. В качестве передатчика используется мобильный телефон стандарта GSM. При длительной работе будет накапливаться ошибка интегрирования, которая увеличивается со временем движения. Эта ошибка может исправляться на сервере при помощи того же мобильного телефона, который способен определять расстояние до вышек, тем самым, уточняя положение подвижного объекта либо на сервере с помощью сетки дорог, по которым возможно движение подвижного объекта.

На основе технических требований и имеющейся информации была разработана структурная схема устройства, представленная на рисунке 1.

Рисунок 1 – Структурная схема устройства инерциальной навигации Датчик ускорения располагается на подвижном объекте таким образом, чтобы направление оси X совпадало с направлением движения прямо, тогда направление оси Y будет соответствовать отклонениям вправо или влево при поворотах. С датчика ускорения цифровые ШИМ сигналы соответствующего направления поступают на входы преобразователей. Преобразователь оси Х пересчитывает входной сигнал в значения ускорения, скорости и пройденного пути. Для обнаружения изменения траектории движения служит выход Y акселерометра, который при повороте в любом направлении будет вырабатываться соответствующее значение ускорения и знак.

Эти данные периодически поступают на блок интерпретации данных для вычисления поворотов и передачи окончательных данных на устройства индикации и управления. В качестве GSM устройства используется сотовый телефон, который к тому же отслеживает переходы от одной базовой станции к другой, что может использоваться в качестве системы отсчета.

Таким образом, был разработан блок инерциальной координации для комбинированных навигационных систем. Очевидно, что в ближайшее время приборы инерциальной навигации найдут наибольшее применение не в качестве автономных устройств, а как дополнение к устройствам спутниковой радионавигации, что позволит увеличить точность местоопределения, устранить “мертвые зоны”.

Список литературы 1. Пешехонов В.Г. Ключевые задачи современной автономной навигации. 1996. № 1(12).

2. А.Б. Внуков, В.В. Кульнев “Спутниковые системы навигации и слежения за наземным транспортом”, №34, 2000.

47-я Научная конференция аспирантов, магистрантов и студентов БГУИР 2011г. ОЦЕНКА ВЛИЯНИЯ ЧАСТОТНОГО СДВГНА НА СИГНАЛ С ОРТОГОНАЛЬНЫМ ЧАСТОТНЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ УО «Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники»

г. Минск, Республика Беларусь Лихтарев А.И.

Матюшков А.Л. — к.т.н, зам. Директора УП «Фарнелл», г.Минск Рассмотрен метод оценки влияния неточности работы системы синхронизации на сигнал с ортогональным частотным разделением в релеевском канале связи и накладываемые в связи с этим принципиальные ограничения на структуру сигнала.

В настоящее время существует потребность в системах модуляции, эффективно работающих в условиях многолучевого распространения радиосигнала. Системы с ортогональным частотным разделением каналов (ОЧРК, англ OFDM) весьма эффективно противодействую помехам в частотно - селективных каналах а также каналах с многолучевым распространением благодаря разбиению высокоскоростного потока данных на большое кол-во низкоскоростных, использованию защитных интервалов и тп.

Однако для ОЧРК системы для корректной работы требуют достаточно точной системы синхронизации, т.к.

даже при сравнительно небольших ошибках в оценке частоты принимаемого сигнала происходит нарушение ортогональности поднесущих, возникновение межчастотной интерференции (МЧИ, англ ICI).

Следует отметить, что при большем количестве поднесущих эффект нарушения ортогональности и межканальной интерференции увеличится.

Для того чтоб количественно определить ущерб от смещения частоты удобно для упрощения представить взаимное влияние соседних поднесущих как помех и определить изменение отношения сигнал – шум (ОСШ, SNR).

Допустим, что частотная характеристика канала связи постоянна на всей полосе частот ОЧРК сигнала.

Тогда, с учетом [2], можно представить ОСШ как:

f N2 ( ) q q экв, (1 f N2 ( )) q0 q0 - ОСШ без учета МЧИ где sin( ) f N ( ) Ю, N sin( / N ) - относительный сдвиг частоты:

где FNT F - сдвиг частоты, Гц N - кол-во поднесущих T - интервал дискретизации График эквивалентного ОСШ для различного количества поднесущих изображен на рис.1.

Таким образом, максимальное количество поднесущих ограничено точностью системы синхронихации и после определенного предела их увеличение приведет к потере качества связи.

Таким образом, изучена зависимость помехоустойчивости ОЧРК сигнала от относительной и абсолютной частоты, рассмотрен вопрос критериев точности системы синхронизации при проектировании ОЧРК систем.

Рис 1 – Расчетное ухудшение ОСШ Список литературы 1. Fazel K. Multi-Carrier and Spread Spectrum Systems / K. Fazel, S. Kaiser – John Wiley & Sons, 2008 – 360 p 2. Lee J. SNR Analysis of OFDM Systems in the Presence of Carrier Frequency Offset for Fading Channels / Jungwon Lee, Hui Ling Lou // IEEE TRANSACTIONS ON WIRELESS COMMUNICATIONS. – 2006 – VOL. 5, NO. 12 – p 3360 – p 47-я Научная конференция аспирантов, магистрантов и студентов БГУИР 2011г. АЛГОРИТМ ФОРМИРОВАНИЯ СИГНАЛОВ СО СВОЙСТВОМ «НЕ БОЛЕЕ ОДНОГО ПОВТОРЕНИЯ»

УО «Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники»

г. Минск, Республика Беларусь Василько В.М., Дудко А.А.

Саломатин С.Б.- к.т.н., доцент В работе рассмотрены особенности формирования нерегулярных импульсных последовательностей. Для 13-позиционной импульсной последовательности со свойством «не более одного совпадения» построена и проанализирована функция неопределенности.

Для большого числа радиолокационных задач особый интерес представляет класс нерегулярных кодов, удовлетворяющих условию, чтобы при любом временном сдвиге кода во времени на интервал 0, где 0 длительность импульса, происходило не более, чем одно совпадение импульсов исходного и сдвинутого кода.

N-позиционные коды k : k 0,1,, N 1, k 1,0, удовлетворяющие этому условию, называются кодами со свойством «не более одного совпадения».

Для синтеза оптимальных кодов со свойством «не более одного совпадения» проводится построение кода со свойством «не более одного совпадения» путем размещения N 0 импульсов кода k : k 0,1,, N 1, k 1,0 на позициях d k D и нулей на остальных N N0 позициях, где D совершенное разностное множество. Поэтому задача сводится к построению совершенного разностного множества (СРМ) D( N, N0,1).

Алгоритм построения СРМ состоит в следующем:

n 1. Строят поле GF(p ).

2. Находят первообразный неприводимый над полем GF(p ) полипом степени 3 и строят поле GF p n.

n (0) (1) 3. Образуют множество Dx путем присоединения к векторам-столбцам x и x всех зависимых с ними векторов-столбцов из первых N элементов поля GF p n.

4. Выписывают индексы векторов-столбцов xd множества Dx.

u 5. Полученное упорядоченное множество есть искомое сокращенное совершенное разностное множество.

Для 13-позиционной импульсной последовательности m со свойством «не более одного совпадения», полученной с помощью выше изложенного алгоритма построена функция неопределенности.

m0 =1, m1 =1, m2 =0, m3 =1, m4 =0, m5 =0, m6 =0, m7 =0, m8 =0, m9 =1, m10 =0, m11 =0, m12 =0.

Рисунок 1. Функция неопределенности импульсной последовательности Благодаря свойству «не более одного совпадения», функция неопределенности имеет вид трёхуровневой, что может оказаться весьма полезными в задачах, где требуется однозначное измерение дальности к скорости во всем априорном диапазоне изменения этих величин и выделения сигнала на фоне мешающих отражений.

Список литературы 1. Свердлик М.Б. Оптимальные дискретные сигналы. Москва, «Советское радио», 1975, 200 с.

2. Свердлик М.Б, Мелешкевич А.Н. Таблица оптимальных множеств со свойством «не более одного совпадения». – «Радиотехника и электроника», 1974, т.19, № 47-я Научная конференция аспирантов, магистрантов и студентов БГУИР 2011г. ИЗМЕРЕНИЕ ДИАГРАММЫ НАПРАВЛЕННОСТИ ЦИФРОВОЙ КОЛЬЦЕВОЙ АНТЕННОЙ РЕШЕТКИ Учреждение образования «Военная академия Республики Беларусь»

г. Минск, Республика Беларусь Романович А.Г.

Калинин А.А - к.т.н., доцент Предложена методика измерения характеристики излучения кольцевой антенной решетки с цифровым формированием диаграммы направленности. Приведена экспериментально измеренная характеристика направленности 21-элементной кольцевой антенной решетки с использованием предложенной методики.

В настоящее время в технике антенн значительно вырос интерес к кольцевым антенным решеткам (КАР).

Это обусловлено рядом полезных свойств таких антенн по сравнению с линейными антенными решетками [1].

Важнейшим из них является возможность электрического сканирования пространства лучом диаграммы направленности (ДН) в круговом секторе без изменения ее ширины и формы. Также следует отметить, что разработка и внедрение в технику антенн новых технологий, высокоэффективных и высокоточных производств, возможностей вычислительной техники и т.д. позволили, на новом качественном уровне, поднять вопрос о цифровом формировании ДН антенн. При этом КАР, позволяющие формировать ДН различной формы и осуществлять математическое сканирование пространства, представляют одно из перспективных направлений развития современной антенной техники. Однако одним из существенных недостатков цифровых антенных решеток является их высокая стоимость, определяемая наличием множества аналого-цифровых (цифро аналоговых), приемо-передающих каналов. Для сокращения затрат на этапе разработки и проектирования цифровых кольцевых антенных решеток авторами была предложена оригинальная методика измерения направленных свойств таких антенн.

Предлагаемая методика измерения характеристики излучения КАР с цифровым формированием ДН заключается в следующем. В составе кольцевой антенной решетки используется только один активный излучатель в окружении пассивных элементов. Это позволяет заменить обработку одномоментно принятых сигналов всех элементов решетки на обработку последовательности сигналов единственного активного элемента при последовательном его расположении на месте очередного пассивного элемента путем поворота КАР на угол – угловое расстояние между соседними элементами. Этим обеспечивается идентичность всех приемо-передающих каналов антенной решетки. Данная методика была апробирована на модели КАР.

Результаты экспериментального измерения чебышевской диаграммы направленности цифровой КАР приведены на рис. 1.

Модель цифровой кольцевой антенной решетки представляет собой излучающую систему, состоящую из 20 ти пассивных (нагруженных на 50 Ом – согласованные нагрузки) и одного активного полуволновых вибраторов (рабочая длина волны 10 см), расположенных над проводящим цилиндрическим экраном (диаметром 32,2 см и высотой 40 см). Общий вид исследуемой КАР и вспомогательной антенны приведен на фотографии (рис. 2).

Конструктивно цилиндр состоит из двух частей, между которыми жестко закреплен круглый лист диэлектрика, предназначенный для крепления пассивных элементов на одинаковом расстоянии друг от друга и от поверхности цилиндра. Активный элемент представляет собой полуволновой вибратор с четверть волновой симметрирующей приставкой, питание осуществляется через коаксиальный кабель с волновым сопротивлением 50 Ом. Основные параметры и характеристики активного и пассивных вибраторов предварительно были рассчитаны с помощью программного продукта CST MICROWAVE STUDIO.

Рис.1 Измеренная (сплошной линией) и требуемая Рис.2 Кольцевая антенная решетка и вспомогательная антенна (штриховой линией) диаграммы направленности КАР Список литературы 1. Воскресенский Д.И. Антенны и устройства СВЧ. Проектирование фазированных антенных решёток. – М.: Радио и связь, 1981.

47-я Научная конференция аспирантов, магистрантов и студентов БГУИР 2011г. АНСАМБЛЬ ХАОТИЧЕСКИХ СИГНВЛОВ ДЛЯ СИНХРОННЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ УО «Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники»

г. Минск, Республика Беларусь Гормаш С. М.

Саломатин С.Б.- к.т.н., доцент Генераторы ПСП являются неотъемлемой частью современной системы ПИ. Использование хаотических систем для ПИ ряд особенностей: широкополосность, большая информационная емкость, генерация сложных, в том числе нерегулярных колебаний с помощью относительно простых по структуре систем, скрытность. Применение исследуемого генератора возможно в синхронных хаотических системах передачи информации в качестве компонента модулятора и в системах с прыгающей перестройкой радиочастоты.

В ходе работы проводилось исследование небинарного генератора ПСП основанного на следующем X n rot r{( X n j X n k ) mod 2b }, выражении: где Xn – бинарное число из n бит;

j, k– различные целые числа, 0 j k, r [0, b) ;

rot – оператор циклического сдвига вправо.

b b В качестве зерна используется случайная последовательность длинной 2, основание которой также 2.

Исследовались два режима работы генератора. В первом на вход генератора подавалась последовательность с его выхода, параметры r, k и j – константы. Во втором режиме – производилось изменение параметров r, k и j генератора при постоянном зерне.

Спектр и АКФ сигнала на выходе генератора для первого режима приведены на рисунке 1.

Рисунок 1 – спектр и АКФ последовательности на выходе генератора при ее длине 512=64* Для исследования второго режима генератора изменялся параметр j при постоянном зерне. Данный режим генератора может использоваться для формирования ансамбля ортогональных сигналов. Наиболее информационной характеристикой генератора для данного случая будет матрица коэффициентов корреляции.

Значение матрицы в каждой точке определяется значением скалярного произведения сигналов на выходе генератора со значениями параметра j равными столбцу и колонке матрицы соответственно.

На рисунке 2 приведена матрица коэффициентов корреляции для N = 64, и ее закон распределения.

Рисунок 2 – матрица коэффициентов корреляции для N = 64, и ее закон распределения По результатам работы сделаны следующие выводы: Последовательности на выходе генератора 2.

описываются нелинейными модулярными функциями. Мощность множества ровняется N Уровни максимумов взаимокорреляционных функций при длине последовательности N=64 – от 0.3850 до 9.6e-006. Существует возможность выбора совокупности значений генератора по минимальной взаимокорреляции.

47-я Научная конференция аспирантов, магистрантов и студентов БГУИР 2011г. ЛАБОРАТОРНАЯ УСТАНОВКА ДЛЯ ИССЛЕДОВАНИЯ НЕЖЕЛАТЕЛЬНЫХ ИЗЛУЧЕНИЙ РПдУ В РТС УО «Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники»

г. Минск, Республика Беларусь Ганбаров Р.Г.

Устименко В.Г. – к.т.н., доцент Статья содержит описание лабораторнойустановки для исследования нежелательных излучений радиопередающих устройств в РТС, предназначенное для выполнения ее студентами, обучающиеся в БГУИР на кафедре РТС.

Радиоэлектронные средства(РЭС) благодаря своей эффективности используются практически во всех сферах человеческой деятельности, причем количество используемых РЭС наращивается быстрыми темпами.

Одновременно работающие РЭС могут создавать помехи друг другу. Вероятность мешающего воздействия зависит от числа работающих РЭС и тактико-технических характеристик (мощность излучения, чувствительность, избирательность и т.д.). Для увеличения плотности размещения одновременно работающих РЭС в пространственно-частотно-верменном объеме необходимо тщательное излучение закономерностей их мешающего взаимодействия.

Макет лабораторной установки для исследования нежелательных излучений радиопередающих устройств разработан с использованием радиостанции «Алтай» и и анализатор спектра «Актаком» АКС-1301. Структурная схема макета лабораторной установки представлена на рисунке 1, где БП — блок питания, ГНЧ — генератор низкой частоты, ПВУ — переходное вспомогательное устройство, УСиК — устройство согласования и коммутации, АС — анализатор спектра.

БП Радиостанция УСиК АС ПВУ ГНЧ Рисунок 1 – Структурная схема макета лабораторной установки На рисунке 2 представлены спектрограммы основного излучения и гармоник радиопередатчика «Алтай» на одной из рабочих частот. Полученные результаты используется студентами для расчета максимального расстояния мешающего воздействия побочных излучений передатчика на работу радиоприемных устройств других РТС.

Рисунок 2 – Нежелательные излучения В результате работы был создан лабораторный макет для исследования радиопередающих устройств РТС как источников непреднамеренных радиопомех в конкретной электромагнитной обстановке.

Список литературы 1. Михайлов А. С. Измерение параметров ЭМС РЭС. — М.: Связь, 1980, 200 с, ил.

2. Виноградов Е. М., Винокуров В. И., Харченко И. П.Электромагнитная совместимость радиоэлектронных средств. – Л.:

Судостроение, 1986, 264 с, ил.

47-я Научная конференция аспирантов, магистрантов и студентов БГУИР 2011г. АЛГОРИТМЫ И УСТРОЙСТВА ФОРМИРОВАНИЯ И ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ С АМПЛИТУДНО-ФАЗОВОЙ МАНИПУЛЯЦИЕЙ УО «Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники»

г. Минск, Республика Беларусь Максимович И.В., Трухан В.О.

Чердынцев В. А. д. т. н., профессор Помехозащищенность является наиболее важным фактором, определяющим качество функционирования систем передачи информации. В настоящее время большое внимание уделяется разработке новых эффективных методов повышения помехоустойчивости. Одним из основных путей обеспечения помехозащищенности систем передачи информации является использование шумоподобных сигналов.

Применение компьютерной техники, дистанционное управление различными объектами требуют создания новых технических средств и новых классов сигналов, осуществляющих одновременно передачу больших объемов данных по высокочастотным и сверхвысокочастотным каналам радиосвязи с заданным качеством.

Ограниченность частотного ресурса требует новых подходов к формированию сигналов.

Достижение предельных по Шеннону характеристик помехозащищенности каналов радиосвязи возможно не только за счет расширения спектра рабочих частот, но и за счет более эффективного его использования.

Построения сложных сигнально-кодовых конструкций сигнала позволяет обеспечить высокую помехозащищенность систем передачи информации.

Аналитическая модель сигнала:

s (t, X c,, ) a0 X c cos(0 t ) g (t ) sin(0 t ) где X c 1, 2,..., M составная последовательность, случайная начальная фаза.

Используя тригонометрические соотношения, представим сигнал в виде:

s(t, X c,, ) a0 X c cos(0 t ) g (t )sin(0 t ) a0 X c (cos 0 t cos sin 0 t sin ) g (t )(sin 0 t cos cos 0t sin ) a0 X c (C0 cos 0 t S0 sin 0t ) g (t )(C0 sin 0 t S0 cos 0 t ) C0 cos, S0 sin На основании уравнений фильтрации можно построить структурную схему обработки данного сигнала Рисунок 1 Структурная схема Рисунок 2 Структурная схема формирования сигнала s t, X,, обработки сигнала s t, X,, Предложенная схема инвариантна к случайной начальной фазе сигнала, так как в схеме осуществляется обратная связь по решению.

Таким образом, на основе построения сложных сигнально-кодовых конструкций можно обеспечить высокую степень достоверности передаваемой информации в условиях сложной помеховой обстановки при рациональном использовании частотного ресурса. Это обуславливает перспективность применения данного класса сигналов для передачи информации.

Список литературы 1. Чердынцев В. А., Дубровский В. В. "Системы передачи информации с расширением спектра сигналов" Уч.

метод. пособие по дисциплине "Системы передачи информации с расширением спектра сигналов" для студентов радиотехнических специальностей. Мн.: БГУИР, 2009. 131 с.

2. Гантмахер В. Е., Быстров Н. Е., Чеботарев Д. В. "Шумоподобные сигналы. Анализ, синтез, обработка" — СПб.:

Наука и Техника, 2005. — 400 с: ил.

47-я Научная конференция аспирантов, магистрантов и студентов БГУИР 2011г. ПАРАМЕТРИЧЕСКОЕ И НЕПАРАМЕТРИЧЕСКОЕ ОПРЕДЕЛЕНИЕ КАУЗАЛЬНОЙ СВЯЗИ МЕЖДУ ДАЙДЖЕСТАМИ ХЕШ-ФУНКЦИЙ УО «Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники»

г. Минск, Республика Беларусь Морозов И.О.

Саломатин С.Б. - к.т.н., доцент В статье рассматривается метод регрессионного анализа с применением пошаговой селекции переменных. Проводится анализ дайджестов хеш-функций на предмет наличия каузальных связей. Среди дайджестов алгоритма хеширования MD выявлены зависимости, которые позволяют говорить о слабой криптозащищенности алгортима.

В данной статье рассматривается параметрический метод пошаговой регрессии для анализа каузальных связей между дайджестами хеш-функций. Такие зависимости могут облегчить поиск коллизий и взлом хеш функции. Для оценки коэффициентов регрессии использовалось 10 дайджестов.

В качестве оценки точности построенной модели выступил коэффициент детерминации (R ). Зависимая переменная объясняется с помощью функции от объясняющих переменных. [1]. Формула для вычисления коэффициента детерминации:

y f i i R2 1 y y i где yi наблюдаемое значение зависимой переменной, а f i значение зависимой переменной предсказанное по уравнению регрессии y среднее арифметическое зависимой переменной.

Каждый параметр модели можно оценить с помощью t – статистики, которые распределены по критерию Стьюдента, по формуле:

t s.e Конечный результат восстановления регрессионной модели представлен в таблице 1. Модель состоит из зависимой переменной и 10 независимых переменных, т.е. 10 факторов, которые влияют на исходный результат.

Таблица Формула md5.1 ~ md5.2 + md5.3 + md5.4 + … + md5.10 + intercept Степеней свободы F-статистика Стандартная ошибка остатков p-value R 22 2.48 4.016 0.005192 0. Из результатов расчета следует, что значение R = 0,98 имеет высокое значение.[2] Это говорит о годности модели, однако на основании t – статистик, многие параметры имеют низкий уровень значимости и в данном случае являются шумом, которые портят суммарную картину.

Для выявления истинных каузальных связей и уменьшения размерности модели был применен метод пошаговой селекции переменных. Алгоритм производит отбор факторов в сторону уменьшения информационного критерия. На выходе алгоритма имеет оцененные параметры модели относительно значимых факторов представленных в таблице 2. Как видно из t - статистик, все факторы имеют значимый уровень.

Число значимых переменных для восстановления первоначального дайджеста уменьшилось с 10 до 4, что значительно увеличивает производительность в случае больших размеров данных. В модели остались только истинно каузально связанные переменные. Используя полученную модель можно восстановить исходный ряд с минимальной ошибкой. Это доказывает низкую криптостойкость алгоритма.

Таблица Формула md5.1 ~ md5.6 + md5.9 + md5.10 + intercept Имя переменной Оценка Ошибка Значение Вероятность md5.6 0.3794 0.1290 2.941 0. md5.9 -0.6066 0.1320 -4.655 0. md5.10 0.3291 0.1436 -4.597 0. Intercept 7.3598 1.8007 2.292 0. Степеней свободы F-статистика Стандартная ошибка остатков p-value R 28 8.7 3.22 0.0003083 0. Применение метода пошаговой регрессии позволяет выявлять зависимости между дайджестами различных алгоритмов хеширования. Регрессионный анализ показал низкую устойчивость алгоритма хеширования MD5.

Список литературы 1. Орлов, А.И. Прикладная статистика. Учебник. / А.И.Орлов.- М.: Издательство «Экзамен», 2007. - 672 с.

2. Ruey, S.T. Analysis of financial time series. Third Edition. / S.T. Ruey. – John Wiley & Sons, Inc., Hoboken, New Jersey. 2010.

47-я Научная конференция аспирантов, магистрантов и студентов БГУИР 2011г. ПАРАМЕТРИЧЕСКОЕ И НЕПАРАМЕТРИЧЕСКОЕ ОПРЕДЕЛЕНИЕ КАУЗАЛЬНОЙ СВЯЗИ МЕЖДУ ДАЙДЖЕСТАМИ ХЕШ-ФУНКЦИЙ УО «Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники»

г. Минск, Республика Беларусь Юркевич А.А.

Саломатин С.Б. - к.т.н., доцент В статье рассматривается метод последовательный метод Монте-Карло. Рассматривается применение схемы Гиббса для дискретных Марковских цепей. Приводится результаты аппроксимации в нелинейных негауссовских моделях динамического пространства состояний. В данной статье рассматривается последовательный метод Монте-Карло для аппроксимации в нелинейных негауссовских моделях динамического пространства состояний. Данная модель является эквивалентом базиса решетчатых кодов.

Рассмотрим Марковскую сеть с графом-решеткой c K-значными переменными. Распределение вероятности для конфигурации T этой Марковской сети может быть записано как [1]:

F exp hp t p f ij ti, t j, t p 1,, K.

p(T ) z p 1 i:( p,1)z Здесь Z — нормировочная константа распределения. Для применения схемы Гиббса необходимо уметь n генерировать выборку из всех одномерных маргинальных распределений вида p t p Tp. Это распределение легко найти по следующей формуле: p t p Tp exp hp (t p ) n f pi (t p, tin ).

i :( p, i )z При этом константа данного распределения легко считается путем суммирования K величин. Это распределение является дискретным, и, следовательно, выборку из него легко получить путем генерации равномерно распределенной случайной величины. Данную схему Гиббса можно усовершенствовать путем генерации точек по строчкам (столбцам, произвольным деревьям) Марковской решетки. Для этого достаточно для каждой строчки запустить проход «вперед-назад» алгоритма передачи сообщений SUMPRODUCT и получить все одномерные и двухмерные распределения вида p(t p ) и p (t p t p 1 ) для переменных данной строки.

Затем можно точно генерировать очередную конфигурацию для полученной байесовской сети, соответствующей одной строке в Марковской решетке [2].

Заметим, что подобный процесс генерации по строчкам можно чередовать с генерацией по столбцам. При этом, однако, надо иметь ввиду, что предлагаемая Марковская цепь генерации должна быть однородной (для однородной цепи легко доказывается эргодичность). Для данного примера со строками и столбцами это означает, что сначала нужно сгенерировать все точки по строкам, затем по столбцам, и только затем принять очередную конфигурацию в качестве новой конфигурации в выборке T1,TN.

Далее приводятся различные модели пространства состояния и результаты аппроксимации с использованием последовательного метода Монте-Карло. На всех графиках красная линия – модель наблюдения, синяя – скрытая модель, зеленая – выход фильтра.

M odel ft X t 1 1 sin 0.04 t 1 0.5 X t 1 U t 1. Observ ation State Filter 0.2 X t 2 Vt, t ht X t 0.5 X t 2 Vt, t U t 1 G 3, 2,Vt N (0,0.00001) X t 1 25 X t ft X t 1 8cos(1.2t ) U t 1 X t 2 0 20 40 60 80 Time M odel X Observ ation State 2. ht X t t Vt Filter N (0,10), Vt N (0,1) U t Применение последовательного метода Монте Карло позволяет хорошо аппроксимировать скрытую модель пространства состояний.

- 0 10 20 30 40 Time Список литературы 1. Doucet A., Freitas N., Gordon N., Smith A. Sequential Monte Carlo Methods in Practice (Statistics for Engineering and Information Science). – 2001. – p. 47-я Научная конференция аспирантов, магистрантов и студентов БГУИР 2011г. АНАЛИЗ СПЕКТРАЛЬНО-КОРЕЛЛЯЦИОННЫХ СВОЙСТВ АНСАМБЛЕЙ ОРТОГОНАЛЬНЫХ ПСЕВДОСЛУЧАЙНЫХ СИГНАЛОВ УО «Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники»

г. Минск, Республика Беларусь Вишневский И. А.

Карпушкин Э.М..- к.т.н., доцент Представленные в данном докладе ансамбль ортогональных псевдослучайных сигналов, предназначены для реализации систем с повышенной информационной защищенностью, а также обеспечивают структурную и энергетическую скрытность системы, высокую помехозащищенность, высокую помехоустойчивость, что очень актуально в настоящее время.

В широкополосных системах передачи цифровой информации с прямым расширением спектра информационного сигнала, за счет введения псевдослучайной последовательности (ПСП), есть возможность повышения скорости передачи информации без изменения выделенной полосы частот и существенного снижения помехоустойчивости. В частности, эта задача решается, если для передачи цифровой информации используется ансамбль ортогональных (или биортогональных) ПСП. Передача информации осуществляется посимвольно, где каждому символу соответствует группа бит цифровой информации. Объединяя в группы 2,3,4,5 и т.д. бит можно соответственно в 2,3,4,5 и т.д. увеличивать скорость передачи информации. Если количество бит в символе – «n», то для передачи сообщения потребуется ортогональных (биортогональных) ПСП. Данный подход позволяет реализовать системы с повышенной информационной защищенностью. При оптимальной обработке информационных сигналов вероятность ошибки при выделении бита информации определяется выражением:

m 1 Ф( qвх n B ).

Pош n где B – база сигнала, – отношение мощности информационного сигнала к мощности шума на входе приемника. Защита информации в таких системах обеспечивается не только за счет нелинейных методов формирования ПСП, но и применения систем ансамблей ортогональных (биортогональных) ПСП. В данном сообщении предлагается использовать ансамбли ортогональных ПСП, построенные на основе дополнительных серий. Дополнительные серии можно сформировать из ансамбля четверично-кодированных последовательностей (ЧКП), которые можно описать математически следующим выражением:

n 1 n An Bk Bk 1 Ckj Bk, j k 1 k где Aj (a1, a2,, an ) ЧКП порядка n, номера k;

n Bk – функции Радемахера;

Ckj – символы номера последовательности j.

Алгоритмически формирование ЧКП осуществляется:

– если первый разряд двоичного номера 0, то записывается два символа 11, если 1, то записывается 10, для всех последующих разрядов двоичного номера, начиная со второго, нулю соответствует дописывание к исходной комбинации такой же, но с инвертированной второй половиной, единице соответствует инвертирование первой половины.

Сформируем ансамбль ортогональных последовательностей ЧКП значности N = 4 по алгоритму, приведенному выше. N 2 k, отсюда k = 2. Исходя из этого сформируем 4 последовательности:

A02 1110, A12 1011, A22 1101, A32 1000.

Так как из ЧКП можно образовать дополнительные серии, т.е. последовательности, у которых модули боковых остатков АКФ равны по абсолютной величине и противоположны по знаку, из пары таких последовательностей на основании их свойств можно получить ещё несколько большей значности. Используя новый алгоритм формирования дополнительных серий, продемонстрируем ансамбль ортогональных сигналов:

[1 1 1 1 1 0 0 1] [1 1 1 1 0 1 1 0] [1 0 1 0 0 0 1 1] [1 0 1 0 1 1 0 0] [1 1 0 0 1 0 1 0] [1 1 0 0 0 1 0 1] [1 0 0 1 0 0 0 0] [1 0 0 1 1 1 1 1] [1 1 1 0 1 0 1 1] [1 0 1 1 1 1 1 0] [1 0 1 1 0 0 0 1] [1 1 1 0 0 1 0 0] [1 1 0 1 1 0 0 0] [1 0 0 0 1 1 0 1] [1 0 0 0 0 0 1 0] [1 1 0 1 0 1 1 1] В указанном примере использовалось свойство перемежения парных и присоединения смежных дополнительных серий.

Список литературы 1. К.А. Мешковский, Н.Е. Кирилов Кодирование в технике связи. Изд. Связь, 2. Карпушкин, Э. М. Радиосистемы передачи информации : учеб. пособие / Э. М. Карпушкин – Минск : БГУИР, 2008. – 64 с.

47-я Научная конференция аспирантов, магистрантов и студентов БГУИР 2011г. ИССЛЕДОВАНИЕ ПОМЕХОЗАЩИЩЕННОСТИ ПРИЕМА СЛОЖНЫХ СИГНАЛОВ СПУТНИКОВОЙ НАВИГАЦИОННОЙ СИСТЕМЫ УО «Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники»

г. Минск, Республика Беларусь Амяго А.М.

Саломатин С.Б. - к.т.н., доцент В статье приведена модель подавления узкополосными гармоническими помехами приемника навигационного сигнала с последующей фильтрацией с помощью режекторного фильтра.

Помехи, находящиеся в полосе частот спутниковых сигналов, воздействуют на основной тракт обработки навигационного и на характеристики режимов обнаружения и слежения за параметрами сигнала. Ухудшение характеристик сигнала может привести к не желаемым последствиям, при использовании НАП в различных сферах жизни.

Для исследования влияния гармонических помех на приемник GPS сигнала была разработана модель в программе Simulink пакета Matlab, которая изображена на рисунке1.

Рисунок 1- исследуемая модель подавления и фильтрации В результате проведенного моделирования можно сделать вывод: при увеличении уровня гармонической помехи, равно как и увеличении полосы режекции цифрового фильтра происходит уменьшение величины пика корреляции, в то время как уровень боковых лепестков возрастает, уменьшается коэффициет симметрии. Все вышеперечисленное приводит к ухудшению качества принимаемого сигнала вплоть до срыва слежения за сигналом.



Pages:   || 2 |
 

Похожие работы:





 
2013 www.netess.ru - «Бесплатная библиотека авторефератов кандидатских и докторских диссертаций»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.